摘 要:目前广泛应用的基于脉冲宽度调制(pwm)技术的自动增益控制电路(agc)存在着诸多的不足。为克服这些不足,提出一种使用脉冲密度调制(pdm)技术设计的agc电路。仿真结果表明,基于pdm技术的agc电路具有相对于pwm调制的agc电路更短的收敛时间,更稳定的环路特性,以及更小的外围元件体积,适用于对控制要求较高的通信系统。
关键词:agc;pdm;pwm;σ-δ调制器
中图分类号:tn971文献标识码:a
文章编号:1004-373x(2010)01-198-03
design of agc circuit based on pdm
fang xinyun1,zhang meng2
(1.college of integrated circuit,southeast university,nanjing,210096,china;
2.national asic system engineering research center,southeast university,nanjing,210096,china)
abstract:the agc circuit based on pwm is widely used in nowadays,but this design has a number of shortcomings.in order to overcome these shortcomings,the pulse density modulation(pdm) technology is used to design the agc circuit.result of simulation shows that the agc circuit based on pdm technology has shorter converge time,more stable and less volume requirement of peripheral components.
keywords:agc;pdm;pwm;sigma-delta modulator
自动增益控制电路在通信系统领域有着非常广泛的应用,主要用于各种接收芯片的中频级和射频级,实现压缩动态范围,抑制干扰脉冲和抗快衰落等作用。WWw.133229.COM然而传统的基于脉冲宽度调制波形输出的agc电路在环路稳定性上较差,收敛速度慢,外围所需的元器件也较多,因而体积较大[1],这些极大地制约了agc电路的性能。因此尝试采用基于脉冲密度调制技术的agc电路,以克服基于pwm技术的agc电路的种种性能瓶颈。
1 agc电路概述
在各种通信系统中,受发射功率大小,收发距离远近,信号在传输媒介中会出现明显的衰落等因素的影响,作用在接收机输入端的信号强度有很大的变化和起伏。然而信道解调部分只能处理幅度变化不大的信号,信号过强、过弱或忽大忽小,都会使解调失败。所以必须要有一个agc电路,使接收机的输入端能处理幅度变化很大的信号,而解调部分能收到一个平稳适中的信号,以进行信道解调[2]。agc电路可以使振幅变化范围非常大的输入信号,输出时振幅变化范围非常小,从而保证输入到adc的信号位于adc最佳的工作范围,agc电路的功能框图如图1所示。
图1 agc电路功能框图
图1中的a/d转换器将输入进来的模拟信号采样量化为数字量后,经过信号平均电平检测器算出平均电平,该平均电平与预先设定的参考电平值vr相比较,得到平均电平误差,将该误差送入iir滤波器进行平滑累加后得到与所期望的agc增益相对应的数字量(agc控制字),最后通过d/a转换器送入可变增益放大器(vga)[3]。
在上述这些模块中,d/a模块有多种方案可选。由于该模块涉及到制造工艺和系统的外围电路,而且d/a转换器必须占用一定空间及消耗一定量的功率,因此d/a转换器方案的选取,将对agc甚至整个系统的性能和成本产生很大的影响。
d/a转换器一般有下面三种方案可选:
(1) 直接使用专用的d/a转换芯片。这种方案转换速度快,但成本太高,一般不予采用。
(2) 脉冲宽度调制器(pwm)+rc滤波器的方案。该方案成本低廉,但是d/a转换速度慢,agc电路达到收敛的时间长,严重时会产生振荡。该方案在对agc环路稳定性和收敛速度要求不高的通信系统中经常被使用。
(3) 脉冲密度调制(pdm)+rc滤波器的方案。该方案可以克服pwm波的诸多缺点,但成本较高,适用于对控制要求较高的系统[4]。
2 pdm与pwm的原理及比较
2.1 pwm理论及其特点
pwm是一种通过改变高低电平的比值来得到不同输出电压的调制方式。该调制输出周期为t,占空比为n/m(n,m必须是整数)的方波。
如图2所示,电容c上的电压就是pwm的输出电压uout,在rc值足够大时,uout=uin•(n/m)。pwm的精度与m有着很大的关系。当m=2时,只有0,1/2和2/2三种电压输出;而到m=256时,就有0,1/256,2/256,3/256,…,256/256一共257种电压输出。m的大小取决于vga的精度。一般来说,vga能达到10位以上的精度,就是说m的取值要在1 024以上[5]。随着m的增大,rc的值也将相应增加,否则uout就会呈现出明显的锯齿状波形,使增益波动,恶化解调性能。但是如果让rc增大,在增加元器件成本的同时,还会使uout对iir滤波器产生的数字量变化响应变慢,延长agc收敛时间,甚至造成agc的振荡,这在agc电路的设计中是严格禁止的。
图2 pwm调制生成原理图
2.2 pdm原理
pwm的周期t是固定的,改变的是高低电平的占空比;而pdm的脉冲宽度(高电平宽度)是固定的,改变的是脉冲的密集程度,脉冲密集,uout就越高;脉冲稀疏,则uout就越低[6]。图3给出电压为5/16时的pdm与pwm波形。
图3 pdm与pwm波形比较
可见,pdm相当于在时域上被打散的pwm。由于pdm的高低电平分布较为均匀[7],因此在r,c值较小的系统里,也可以滤除高频交流分量,从而克服pwm的缺点。
2.3 pdm的实现
假设pdm的脉冲周期为δt,将时钟信号送入n位计数器,实现 0,1,…,2n-1 的计数。在计数的单个脉冲周期δt 里,将计数结果各个位上的逻辑值经过一系列逻辑操作,实现n位比较基准脉冲信号,分别为 b0,b1,b2,…,b(n -1)。在每一个δt里,都只有一个位上有逻辑“1”,其他位上均为逻辑“0”。同时将输出的n位数据与该比较基准脉冲信号b0,b1,b2,…,b(n-1)进行逐位与操作,再将各个位上的结果相或,便得到δt内的调制结果[8]。
对于n位的信号,周期为t=2n×δt。对于8位数字信号,pdm调制结果为:
pdmout=b7&d7+b6&d6+b5&d5+b4&d4+b3&d3+b2&d2+b1&d1+b0&d0
其中,b0~b7为比较基准脉冲信号的低位到高位,而d0~d7为数字信号的低位到高位[9]。
图4 比较基准脉冲信号
如图4所示,就是8位的pdm比较基准脉冲信号。其中,b7~b0的波形分别对应10000000b,01000000b,00100000b,…,00000001b的pdm调制方波。
例如,对十六进制数2ch进行pdm调制。2ch对应的二进制数为 “00101100”。其中,b5,b3,b2 为 “1”,其他各位均为 “0”,经过逐位逻辑操作得:
pdmout=b7&0+b6&0+b5&1+b4&0+b3&1+b2&1+b1&0+b0&0=b5+b3+b2
经过一个周期的调制,使得到图5所示的pdm调制信号。这样8位的数字信号就转化为1位的脉冲信号。
图5 2ch的pdm调制结果
在实际工程应用中,通常在系统中使用一个σ-δ调制器来产生pdm波形[10]。σ-δ调制器的结构如图6所示。
寄存器输出的比特流中高电平的密度代表了输入信号的幅度。如果图6中虚线左侧部分是模拟电路,输入的是模拟信号,那么单位时间内输出比特流中1的个数就反映了输入模拟信号的幅度,实现a/d转换功能。如果虚线左侧部分是数字电路,输入的是若干比特宽的数字量,那么对输出的比特流进行低通滤波后,就得到了相应的电压,实现的是d/a转换功能。本agc电路中使用的是σ-δ调制器的d/a功能,并且输入范围为0~1 023,可实现足够精确的d/a转换。
图6 σ-δ调制器调制器结构设计图
3 pdm与pwm的仿真比较
3.1 pdm与pwm收敛时间仿真比较
图7是用matlab对pdm和pwm进行的仿真对比。其中,电路参数:vga增益为15 db/v,r=100 ω,c=0.1 μf,agc工作时钟为10 mhz。
图7 分别使用pdm和pwm时的agc收敛时间比较
从图7中可以看出,在相同的r,c条件下,使用pdm调制的agc电路,在收敛时间上小于使用pwm调制的agc电路。
3.2 pdm与pwm环路稳定性仿真比较
从图8和图9中可以看出,在相同的r,c条件下,使用pdm调制的agc电路,uout的抖动小于使用pwm调制的agc电路,环路稳定性明显
较好。
图8 使用pdm时的uout
图9 使用pwm时的uout
4 结 语
本文通过pdm和传统的pwm两种调制方式的比较,最终得出使用pdm调制方式来充当agc电路的d/a转换器,从而控制前端vga的增益的方案。该方案相对于pwm方案具有更短的agc收敛时间和更稳定的环路特性。通过matlab仿真验证,表明了该方案的可行性。
编辑整理
参考文献
[1]isaac m g.automatic gain control (agc) circuits:theory and design[d].university of toronto,2004.
[2]郎伟.有线数字电视接收芯片中自动增益控制的研究与实现[d].北京:北京工业大学,2007.
[3]夏威夷.qam解调芯片中agc 的数/模混合控制环路的设计[d].南京:东南大学,2005.
[4]马方立.延迟式agc 与非延迟式agc 的性能比较[j].四川大学学报,1998,35(4):578-584.
[5]russell anderson.getting the most out of delta-sigma converters[m].dallas:texas instruments incorporated,2005.
[6]hein s,zahor a.on the stability of sigma-delta modulators[j].ieee trans.on signal process,1999,41(7):2 232-2 348.
[7]邓青.均衡器误差控制的agc设计新方法[j].应用科学学报,2007,25(2):157-160.
[8]张立志.自动增益控制环路方程的一种简化处理方法及环路稳定时间分析[j].通信学报,2005(6):94-99.
[9]zhang tao.method and device for pulse modulation[s].us-patent,oki techno center(singapore) pte ltd.2001(6):393-573.
[10]pohlman k c.principles of digital audio[m].3rd edition.new york:mcgraw-hill,1995.
[11]侯剑波.数字agc电路设计[j].现代电子技术,2009,32(15):72-73,77.
